| 描述 | DIODE ULTRA FAST 1A 600V DO-41 | 电压 - (Vr)（最大） | 600V |
|---|---|---|---|
| 电流 - 平均整流 (Io) | 1A | 电压 - 在 If 时为正向 (Vf)（最大） | 1.25V @ 1A |
| 速度 | 快速恢复 = 200mA（Io） | 反向恢复时间(trr) | 75ns |
| 电流 - 在 Vr 时反向漏电 | 5?A @ 600V | 电容@ Vr, F | - |
| 安装类型 | 通孔 | 封装/外壳 | DO-204AL，DO-41，轴向 |
| 供应商设备封装 | 轴向 | 包装 | 散装 |
| 其它名称 | MUR160OS |
其中，输入部分由可熔断电阻器rt，整流二级管d1、d2，电容c1、cx以及电感l组成。电源调整部分由ncp1014，稳压二极管zd1，二极管d4、d5，电感l1以及三极管2n4401/2n3904等组成。电感l1的极限电流是由ncp1014的最大电流来限制。由于d5与d4的压降相同，所以c3能很好的跟踪输出电压变化，在zd1与三极管对fb的控制下，调节稳定输出电压。 电路设计要点 1)续流二极管d5，线路在连续或者不连续模式工作时，一般选择超快恢复二极管。uf4005/mur160属于超快恢复二极管，能满足上述两种工作模式的需要。如果使用快恢复二极管，因反向恢复时间为几百ns，除产生上升沿很高的尖峰电流使转换周期提前结束，使输出无法达到稳定状态，而且过高的尖峰电流会产生的损耗和电磁干扰问题。 2)反馈二极管d4，反馈二极管d4可选用廉价的整流管，如1n4005型整流管或者mur160等，但最好采用玻封管，这种管子的反向恢复时间较短。此外，应保证d4和d5的正向压降相等。 3)电感l1，推荐l1采用带铁氧体磁芯的电感，以降低成本并减小音频噪声。l1的 ...
f反馈绕组（8匝）；各绕组同名端在图2中已标出。变压器中能量传递过程为：当topswitch中的功率mosfet导通时，变压器原边绕组储存能量；当功率mosfet关断时，原边绕组中储存的能量传递给副边绕组和反馈绕组，经高频整流滤波后即可提供直流输出电压和反馈电压。图3、4、5 dz1，d1和r1，c2组成了漏极箝位电路和能量吸收回路，用以限制topswitch漏极因高频变压器的漏感而可能产生的尖峰电压。dz1选用p6ke200a型瞬态电压抑制器（tvs），其反向击穿电压为200v。d1选用mur160型超快恢复二极管，其最大反向耐压值为600v。由于topswitch的漏—源极最小击穿电压为700v，而当其功率mosfet关断时，变压器原边的直流输入电压、原边绕组的感应电压以及由变压器的漏感而产生的尖峰电压，三者叠加在一起，其值可能超过700v，故必须在topswitch的漏极增加箝位电路和吸收电路，用以保护功率mosfet不被损坏。c3为topswitch控制端的旁路电容，其作用是对控制电路进行补偿，并能设定自动重启动频率。电路中所选参数值已将自动重启动频率设定为1.2hz。d2及d3为高 ...
，每个支路各传输总功率的50%。因此，这种方案采用的元器件数量更多，但尺寸更小。为了简单起见，这里就不具体的交错式设计准则。但如参考资料[5]中所详细介绍的，交错式技术能够优化下列元器件： -功率mosfet：在每个支路，mosfet均方根（rms）电流仅为单相crm或fccrm pfc段中使用的11 a mosfet的电流的一半。两颗5 a mosfet替代了11 a mosfet。 -升压二极管：同样，每个支路的升压二极管传输的电流是总电流的一半。因此，各个支路就有可能使用较小的mur160。 -大电容：交错式方案迫使两个支路异相（out-of-phase）工作，旨在大幅降低大电容的均方根电流（降至0.8 a而非1.3 a）。这样，就可能使用2个39 ?f/450 v电容，而非3个。 -电磁干扰（emi）滤波器：交错式方案也削弱了电流纹波。例如，在典型宽主电源电压应用中，峰值到峰值纹波在0至60%之间变化。减小的纹波简化了差模滤波。如图3所示，交错式pfc采用了10 ?h电感来通过en55022规范，而单相crm（或fccrm） pfc要求使用50 uh差模线圈。 ...
输入部分由可熔断电阻器rt，整流二级管d1、d2，电容c1、cx以及电感l组成。电源调整部分由ncp1014，稳压二极管zd1，二极管d4、d5，电感l1以及三极管2n4401/2n3904等组成。电感l1的极限电流是由ncp1014的最大电流来限制。由于d5与d4的压降相同，所以c3能很好的跟踪输出电压变化，在zd1与三极管对fb的控制下，调节稳定输出电压。 电路设计要点 1)续流二极管d5，线路在连续或者不连续模式工作时，一般选择超快恢复二极管。uf4005/mur160属于超快恢复二极管，能满足上述两种工作模式的需要。如果使用快恢复二极管，因反向恢复时间为几百ns，除产生上升沿很高的尖峰电流使转换周期提前结束，使输出无法达到稳定状态，而且过高的尖峰电流会产生的损耗和电磁干扰问题。 2)反馈二极管d4，反馈二极管d4可选用廉价的整流管，如1n4005型整流管或者mur160等，但最好采用玻封管，这种管子的反向恢复时间较短。此外，应保证d4和d5的正向压降相等。 3)电感l1，推荐l1采用带铁氧体磁芯的电感，以降低成本并减小音频噪声 ...
开关管s1：st公司stp12nm50fp，12a/500v，rds=0.30w(typ)； 输入滤波电容c1：1uf/400v；直流母线输出滤波电容c2：100uf/400v。 双管正激直流变换器的控制芯片采用价格便宜的uc3845；考虑到负载动态响应要求及输出阻抗，设定满载时占空比为0.38；变压器原、副边匝比为n1:n2=56:5，选用philips公司生产的铁芯efd30-3f3；其他器件参数如下： 原边开关管s2、s3：stp12nm50fp；续流二极管d2、d3：mur160； 副边开关管s4、s5：fairchild公司fdp038an06a0, 3.8mw/80a/60v； 输出滤波电容co：rubycon zl series，1500uf/16v； 输出滤波电感lo：20uh；开关频率：180k hz。 3.2 试验结果 图4为vi=90v时pfc满载输入电压及输入电流试验波形，可以看出输入电流波形的正弦性好，经测定功率因数pf值大于0.99；图5为双管正激直流变换器输出滤波电感前端电压vg、原边下管s3漏源电压vds3的试验波形 ...
请教请问各位大侠，现在在国内有什么型号可以替换mur160，我这没资料查，谢谢各位了，在线等，谢谢谢 ...
